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Tecnica/RTX 13 cm

RICETRASMETTITORE 13 CM PSK PER PACKET RADIO E
MODEM A 1.2 MBIT/SEC

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1. INTRODUZIONE

La scelta di un progetto di ricetrasmettitore per packet ad alta velocità non è banale. È meglio usare un apparentemente più semplice ricetrasmettitore FM od optare per un più sofisticato PSK?.
Entrambe le scelte presentano vantaggi e svantaggi ed attualmente è difficile prevedere quale delle due risulterà migliore.
Comunque, aumentando la velocità di trasmissione, sia la larghezza di banda del segnale che la massima copertura devono essere tenute in considerazione.
Aumentando la velocità dei dati oltre i 100 kbit/s circa, la larghezza di banda del segnale risultante è accettabile solo a frequenze nelle gamme delle microonde.
La potenza ottenibile da un trasmettitore in microonde è limitata e molto costosa. Perciò la massima distanza copribile diventa una limitazione anche per collegamenti packet radio terrestri in portata ottica. Un ricetrasmettitore PSK con demodulazione coerente offre una copertura che è tra 5 e 15 dB maggiore ed una larghezza di banda che è meno della metà rispetto a quella di un ricetrasmettitore FM.
Nel packet radio il problema principale di un ricetrasmettitore PSK è l'acquisizione iniziale del segnale in ricezione. Quest'ultima è funzione dell'incertezza della frequenza della portante. In un semplice sistema PSK bifase (BPSK) con una modulazione di 0/180 gradi, l'acquisizione iniziale del segnale richiede un complicato anello di ricerca se l'errore di frequenza supera il 10% del bit rate. Un PSK quadrifase (QPSK) consente di ottenere un ulteriore dimezzamento della larghezza di banda del segnale, per contro si ha un progetto molto più complicato per il demodulatore e un'ancora più critica acquisizione del segnale iniziale.
Perciò il PSK diventa semplice ad alte velocità di trasmissione dati. D'altro canto, l'acquisizione di segnali provenienti da satelliti packet radio amatoriali in orbita bassa, che trasmettono in PSK a soli 1200 bit/s, è molto difficoltosa. Questo sfortunato progetto di un sistema PSK ha fatto sì che i radioamatori pensassero che il PSK non era adatto per il packet radio, rappresentando solo una inutile complicazione a velocità di trasmissione limitate come 1200 bit/s.
In quest’articolo sarà descritto un efficiente progetto di ricetrasmettitore BPSK sulla banda amatoriale dei 13cm. In tale banda, la somma delle incertezze delle frequenze di ricezione e di trasmissione è 10 kHz se si usano oscillatori a quarzo di alta qualità compensati in temperatura. Un valore più realistico è intorno ai 100 kHz di errore di frequenza, che richiede una velocità MINIMA di trasmissione dati di 1Mbit/s!
Con le limitazioni sopra descritte una scelta ragionevole è rappresentata dall'utilizzo di una velocità di 1.2288Mbit/s per il packet radio. Questo valore può essere facilmente ottenuto con i quarzi usati per i baud rate standard, essendo il 32esimo multiplo di 38.4 kbit/s o il 1024 esimo di 1200bit/s. Ovviamente il ricetrasmettitore descritto può essere usato anche per altri tipi di trasmissioni dati digitali che richiedono velocità dell'ordine dei Mbit/s, come per esempio la trasmissione di segnali televisivi digitali compressi.

2. PROGETTO DEL RICETRASMETTITORE PSK IN 13 CM.

Dato che la sopra citata modulazione PSK è relativamente sconosciuta alla maggior parte dei radioamatori, discuteremo per prima cosa lo schema a blocchi del progetto del ricetrasmettitore PSK in 13 cm. Lo stesso tipo di modulazione PSK, cioè BPSK 0/180 gradi, permette varie filosofie di progetto del ricetrasmettitore. Per esempio, un segnale PSK può essere generato ad una frequenza IF e poi convertito alla frequenza finale del trasmettitore. Un segnale PSK può anche essere generato direttamente alla frequenza finale e persino dopo l'amplificatore di potenza del trasmettitore. Infine, un segnale PSK può anche essere fatto passare attraverso degli stadi moltiplicatori di frequenza ma in questo caso non si dovrebbe dimenticare che gli angoli di fase della modulazione PSK saranno moltiplicati esattamente per lo stesso fattore della frequenza della portante.
Un demodulatore PSK può essere coerente o non coerente. Un demodulatore PSK coerente offre una copertura più ampia ma richiede una ricostruzione locale della portante. Un segnale PSK è demodulato coerentemente attraverso una moltiplicazione con la portante ricostruita localmente in un mixer bilanciato. La ricostruzione della portante richiede una elaborazione non lineare del segnale PSK (nel caso della modulazione BPSK questa potrebbe consistere in un duplicatore di frequenza) ed un filtro passabanda a banda stretta (solitamente realizzato sotto forma di un PLL).
Un segnale PSK può essere demodulato ad una opportuna frequenza intermedia oppure direttamente alla frequenza di ricezione. Un ricevitore PSK può essere progettato sotto forma di un ricevitore a conversione diretta, proprio come un ricevitore SSB.
La ricostruzione della portante può essere realizzata con un anello quadratore (un duplicatore di frequenza) o tramite un anello di Costas. Proprio come accade nei demodulatori SSB, tutti i demodulatori PSK sono molto sensibili alle piccole imprecisioni della frequenza portante.
Lo schema a blocchi del ricetrasmettitore PSK in 13 cm è mostrato in Figura 1.
Il trasmettitore comprende un oscillatore a quarzo seguito da una catena di moltiplicazione. Il modulatore PSK – mixer bilanciato opera alla frequenza finale del trasmettitore e genera il segnale desiderato, direttamente.
Gli attuali dispositivi a semiconduttore permettono di ottenere un elevato guadagno per ogni stadio. Il mixer è seguito da due soli stadi amplificatori a 2.36 GHz per ottenere una potenza in microonde di 0,5 W.
Il ricevitore impiega una doppia conversione verso il basso, alle frequenze intermedie di, rispettivamente, 75 e 10 MHz. Il demodulatore PSK coerente a 10 MHz è un PLL con anello quadratore. Benché i circuiti del trasmettitore e del ricevitore siano quasi completamente indipendenti, il ricevitore PSK in 13 cm è pensato per operare secondo lo standard simplex CSMA (Carrier Sense Multiple Access, cioè accesso multiplo a rivelazione di portante) come avviene di solito nel packet radio. Perciò il ricetrasmettitore comprende anche un commutatore d'antenna a diodi PIN e tutto il resto della commutazione ricezione/trasmissione è anch'essa completamente elettronica. Il ritardo di commutazione ricezione/trasmissione è dell'ordine di 2 ms ed è principalmente dovuto al tempo di innesco dell'oscillatore a quarzo del trasmettitore.

3. ECCITATORE 590 MHz / +10dBm

Lo schema elettrico dell'eccitatore del trasmettitore è mostrato in Figura 2.
L'eccitatore comprende un oscillatore a quarzo che lavora ad una frequenza di circa 18.4 MHz seguito da una catena di moltiplicatori.
L'eccitatore comprende stadi di moltiplicazione in grado di raggiungere i 590 MHz. Questi sono seguiti da ulteriori moltiplicatori situati nel modulo successivo, il modulatore PSK, principalmente per motivi di differente tecnologia costruttiva. L'uso di un sintetizzatore PLL nell'eccitatore è sconsigliato, dal momento che è risultato difficile separare il modulatore PSK in modo tale da non alterare la frequenza del VCO. L'oscillatore usa un quarzo fatto risuonare alla sua frequenza fondamentale dato che le risonanze fondamentali hanno un Q più basso delle risonanze alle armoniche superiori. Il tempo d'innesco dell'oscillatore a quarzo del trasmettitore può in questo modo essere ridotto.
L'oscillatore del trasmettitore è spento durante la ricezione dato che la sua quarta armonica potrebbe disturbare la prima IF a 75 MHz. Per raggiungere i 2360 MHz un quarzo da computer da 18.432 MHz può essere tarato alla frequenza desiderata per mezzo di un trimmer capacitivo posto in serie. Usando quarzi differenti per altre frequenze può essere necessario sostituire il trimmer capacitivo con un'induttanza L1.
Il transistor dell'oscillatore è usato anche come primo moltiplicatore, dato che il circuito di uscita (L2 e L3) è tarato sulla quarta armonica della frequenza dell'oscillatore. Tre duplicatori di frequenza addizionali sono necessari per ottenere circa 10 mW a 590 MHz. Il primo stadio moltiplicatore usa gli induttori L4 e L5 realizzati con avvolgimento in aria e senza bisogno di supporto, mentre i restanti due stadi utilizzano gli induttori stampati L6, L7, L8 e L9. La tensione di alimentazione dell'oscillatore e del primo stadio moltiplicatore è stabilizzata da un diodo zener da 8,2 V.
L'eccitatore è costruito su un circuito stampato a singola faccia delle dimensioni di 40x120 mm, come mostrato in Figura 3.
Il circuito stampato è costruito con un laminato di fibra di vetro epossidica dello spessore di 0,8 mm allo scopo di accorciare i terminali dei componenti riducendo così le induttanze parassite. La disposizione dei componenti del TX eccitatore è mostrata in Figura 4.
L2 ed L3 hanno un'induttanza di 150 nH ciascuna, equivalenti a 4 spire di filo di rame smaltato da 0,25 mm. Esse sono avvolte su supporti per MF TV a 36 MHz con una vite regolabile in ferrite, cappuccio in plastica ed una schermatura quadrata da 10 mm di lato. L4 ed L5 sono induttori senza supporto costituiti da 4 spire ciascuno di filo di rame smaltato da 1 mm di diametro avvolte su un diametro interno di 4 mm. Infine L6, L7, L8 ed L9 sono incise sul circuito stampato.
Il TX eccitatore è semplicemente tarato per ottenere la massima potenza d'uscita. I singoli stadi sono tarati per ottenere la minima tensione continua sulla base dei transistor dello stadio successivo. Ovviamente la tensione di base deve essere misurata tramite un impedenza di blocco RF. La tensione di base può diventare negativa ma non deve eccedere il valore di –1V. L'oscillatore, infine, è tarato alla frequenza desiderata tramite il trimmer capacitivo corrispondente (oppure L1).

4. MODULATORE PSK A 2360 MHz

Lo schema del modulatore PSK a 2360 MHz è mostrato in Figura 5.
Fatta eccezione per il modulatore (mixer bilanciato) in se stesso, questo modulo comprende l'ultimo stadio duplicatore di frequenza, filtri passabanda a 590, 1180 e 2360 MHz ed uno stadio amplificatore per portare il livello del segnale di uscita a circa 15 mW. Tutti i filtri e gli altri componenti selettivi in frequenza sono realizzate sotto forma di risonatori microstrip ottenuti su una lamina di fibra di vetro epossidica FR4 dello spessore di 1,6 mm.
Il risonatore d'ingresso (L1) si comporta come un circuito aperto per la frequenza d'ingresso (590 MHz) e come un cortocircuito per la frequenza di uscita (1180 MHz) dello stadio moltiplicatore di frequenza. In questo modo lo stadio moltiplicatore risulta meno sensibile all'esatta lunghezza del cavo ed all'impedenza d'uscita dell'eccitatore. Il filtro passabanda in uscita (L3, L4, L5, e L6) non deve solo eliminare la frequenza d'ingresso (590 MHz) ma anche la sua quarta armonica (2360 MHz) che potrebbe disturbare la simmetria del mixer bilanciato dando luogo ad una modulazione PSK non simmetrica e, perciò, distorta.
Come modulatore PSK viene utilizzato un mixer armonico con diodi in antiparallelo, poiché questo tipo di circuito consente di ottenere una ragionevole attenuazione della portante indesiderata (25 dB) senza alcuna particolare taratura e senza la necessità di utilizzare strumenti costosi come un analizzatore di spettro. Il mixer armonico utilizza un quadruplo diodo schottky BAT 14-099R dato che quattro diodi consentono di ottenere un livello più alto del segnale di uscita rispetto a due soli diodi in antiparallelo.
Il mixer è seguito da un filtro passabanda centrato sui 2360 MHz (L11, L12, L13, ed L14) usato per rimuovere il segnale pilota a 1180 MHz ed altri segnali prodotti dalla miscelazione e lontani dalla banda di frequenza dei 13 cm. Il segnale PSK a 2360 MHz così generato non richiede, di per sé, di essere filtrato ulteriormente. Dal momento che il livello del segnale a 2360 MHz è basso, circa 0,3 mW, uno stadio amplificatore a GaAs FET (CFY30) è utilizzato per portare il segnale a circa 15 mW.
Il modulatore PSK è costruito su uno stampato a doppia faccia delle dimensioni di 40x120 mm. Viene montata solo la faccia superiore del circuito stampato Figura 6 visto che la faccia inferiore funge solo da piano di massa per le microstrisce e non è incisa.
Il circuito stampato è realizzato con laminato di fibra di vetro epossidica (FR4) dello spessore di 1,6 mm, sebbene questo materiale presenti non trascurabili perdite in RF ed a 2,36 GHz in particolare.
La disposizione dei componenti del modulatore PSK è mostrata in Figura 7 per entrambe le facce del circuito stampato.
Benché la maggior parte delle linee di trasmissione sia incisa sul circuito stampato, L2, L9 e L15 sono impedenze in quarto d'onda avvolte in aria. L2 è un'impedenza di blocco in quarto d'onda per i 1180 MHz, L15 è un'impedenza di blocco in quarto d'onda per i 2360 MHz mentre L9 dovrebbe essere un'impedenza di blocco in quarto d'onda all'incirca posta all'incirca a metà strada (1700 MHz circa) fra le precedenti, dato che deve essere efficace per entrambe le frequenze.
Il modulatore PSK descritto può essere semplicemente tarato in modo da ottenere la massima potenza d'uscita.
Oltre al segnale dell'eccitatore a 590 MHz, è necessario anche un segnale modulante digitale. Quest'ultimo può essere un'onda quadra di frequenza opportuna o, ancor meglio, il vero e proprio segnale digitale del packet radio. Senza alcuna taratura il modulatore PSK è comunque in grado di fornire una potenza d'uscita di alcuni mW. Dopo l'allineamento dei risonatori a microstriscia è necessario controllare il livello segnale di modulazione per trovare la miglior condizione di funzionamento per il mixer armonico.

5. FRONT-END RF A 2360 MHz

Lo schema del circuito del front-end RF a 2360 MHz è mostrato in Figura 8.
Il front-end RF comprende l'amplificatore di potenza del trasmettitore, il preamplificatore a basso rumore del ricevitore e il commutatore d'antenna a diodi PIN.
Il front-end RF è l'unico modulo che comprende circuiti a microstrisce, realizzate su laminato di fibra di vetro misto teflon a basso coefficiente di perdita e dello spessore di 0,8 mm, con una costante elettrica di 2,5.
Il circuito del front-end RF è semplificato utilizzando dispositivi a semiconduttore SMD, originariamente sviluppati per l'uso nella telefonia cellulare. L'amplificatore di potenza del trasmettitore usa un solo transistor GaAs modello CLY2 che fornisce un guadagno di 15 dB e più di 500 mW di potenza d'uscita. Solo qualche anno fa, per realizzare un circuito con queste caratteristiche, sarebbero stati necessari tre o quattro transistor bipolari a giunzione. Il CLY2 è un GaAs-FET di potenza a bassa tensione che lavora ad una tensione di drain di soli 4,5 V generando contemporaneamente la propria tensione di polarizzazione negativa di gate raddrizzando il segnale RF di ingresso.
Il commutatore d'antenna utilizza due diodi differenti: BAR63-03W e BAR80. I chip di questi due diodi sono molto simili ma c'è una importante differenza nel contenitore. Il BAR63-03W è racchiuso in un normale contenitore da diodo per microonde di tipo SMD con una bassa capacità parassita ed è usato come interruttore in serie. Il BAR80, invece, è realizzato in un contenitore a bassa induttanza parassita ed è usato come interruttore in parallelo. Entrambi i diodi sono in conduzione durante la trasmissione. La linea in quarto d'onda L7 trasforma il cortocircuito del BAR80 in un circuito aperto per il trasmettitore.
Il front-end RF comprende anche un preamplificatore di ricezione a basso rumore per aumentare la sensibilità e la reiezione d'immagine del ricevitore. Il preamplificatore a basso rumore utilizza un transistor CFY 35 seguito da un filtro passabanda. Il preamplificatore fornisce un guadagno di 11 dB circa incluse le perdite del commutatore d'antenna e del filtro d'uscita. Il filtro passabanda è necessario per attenuare la risposta alla frequenza immagine attorno ai 2210 MHz.
Il front-end RF è realizzato su un circuito stampato a doppia faccia di teflon delle dimensioni di 40x80 mm. La faccia superiore è mostrata in Figura 9, la faccia inferiore non è incisa in quanto costituisce solo il piano di massa delle microstrisce. Il circuito stampato è in fibra di vetro misto teflon laminato dello spessore di 0,8 mm, con una costante dielettrica di 2,5.La disposizione dei componenti del front-end RF è mostrata in Figura 10 per entrambe le facce. Oltre alle linee stampate in microstriscia ci sono tre trappole in quarto d'onda per i 2360 MHz avvolte in aria: L3, L5 e L8.
Nel montaggio del front-end RF il punto critico è rappresentato dalla corretta connessione a massa degli integrati per microonde CLY2, BAR80 e CFY35. Il CLY2 e il BAR80 sono messi a massa tramite gocce di stagno poste nei fori indicati sul circuito stampato ed aventi diametro di 2 mm. Sul piano di massa questi fori sono coperti da piccole parti di foglio di rame non inciso che in questo modo funge anche da dissipatore per i suddetti componenti. IL CFY35, a differenza degli altri due integrati, è collegato a massa tramite due condensatori senza terminali posti nei fori da 5,5 mm di diametro ed evidenziati sul circuito stampato. I condensatori sono collegati al piano di massa direttamente per contatto attraverso il foro. Infine L6 è collegato a massa tramite una striscia di rame della larghezza di 2,5 mm inserita in una scanalatura appositamente predisposta nel supporto del circuito stampato.
L'amplificatore di potenza del trasmettitore è tarato semplicemente per la massima potenza d'uscita aggiungendo una capacità (un pezzetto di foglio di rame) a L1.Piccole strisce di rame possono essere aggiunte anche in altri punti del circuito, ma la loro efficacia è molto scarsa se paragonata all'effetto di L1.Se la potenza di uscita specificata non viene raggiunta, occorre rivedere la lunghezza del cavo che collega il modulatore PSK al front-end RF.
Il preamplificatore di ricezione è anch'esso tarato in modo da fornire il massimo guadagno ma, in questo caso, è molto più importante far si che il filtro passabanda sia sintonizzato sulla corretta frequenza. Questa viene regolata con L11, mentre L10 varia solamente l'adattamento d'impedenza d'uscita dell'integrato CFY35.Prima di effettuare qualsiasi taratura RF è necessario fissare il punto di lavoro in continua del CFY35 scegliendo opportunamente il valore della resistenza di polarizzazione del source in modo da ottenere una Vds di 3-4 V.

6. CONVERTITORE DI RICEZIONE E OSCILLATORE LOCALE A PLL

Per ridurre il numero di moltiplicatori di frequenza necessari, il convertitore di ricezione utilizza un sintetizzatore di frequenza a PLL in microonde.
Il convertitore è realizzato come due moduli separati in modo tale che la parte digitale non disturbi la parte analogica per il trattamento del piccolo segnale. Ovviamente ciascuno dei due moduli è schermato separatamente. Il convertitore descritto deriva direttamente dal convertitore SSB a 2400 MHz pubblicato in [1].Lo schema elettrico della parte analogica del circuito è mostrato in Figura 11.
La parte analogica comprende il secondo stadio amplificatore RF, il mixer subarmonico, il VCO comprendente anche uno stadio buffer e il primo stadio amplificatore IF a 75 MHz. Il circuito analogico è realizzato sotto forma di microstrisce su un laminato in fibra di vetro epossidica dello spessore di 1,6 mm.
La funzione principale del secondo amplificatore RF è quella di coprire la figura di rumore del mixer armonico. Il secondo amplificatore RF è seguito da un altro filtro passabanda (l3, L4, L5 ed L6), ma sfortunatamente, a causa delle elevate perdite del substrato, questo filtro non è in grado di fornire una reiezione significativa della frequenza immagine a 2210 MHz. La sua funzione principale diventa pertanto quella di mantenere lontane le interferenze come le subarmoniche e anche eventuali segnali alla frequenza intermedia.
Il mixer armonico utilizza due diodi schottky in antiparallelo ed è molto simile al modulatore PSK. Un mixer di questo tipo richiede un oscillatore locale alla metà della frequenza di conversione richiesta consentendo così una semplificazione non indifferente della struttura del sintetizzatore PLL. Il segnale IF risultante è amplificato immediatamente in modo da evitare ogni ulteriore degradazione della già cattiva cifra di rumore.
Il VCO sfrutta un filtro passabanda a microstrisce (L13, L14 ed L15) inserito nella rete di reazione per ottenere un basso rumore di fase. La gamma di sintonizzazione del VCO è così limitata a pochi percento della frequenza centrale. Il VCO è seguito da uno stadio buffer e parte del segnale bufferizzato è passato, sfruttando l'accoppiamento tra L10 ed L11, alla sezione digitale del PLL. La sezione analogica del convertitore di ricezione è costituita su un circuito stampato a doppia faccia con dimensioni 40x120 mm. Solo la faccia superiore del circuito stampato mostrata in Figura 12 è incisa mentre quella inferiore è utilizzata come piano di massa.
Il circuito stampato è di laminato di fibra di vetro epossidica FR4 dello spessore di 1,6 mm benché questo materiale abbia perdite consistenti a 2,36 GHz. La dislocazione dei componenti sul circuito stampato è mostrata in Figura 13 per entrambe le facce.
Sebbene la maggior parte delle linee di trasmissione siano direttamente ricavate dall'incisione del circuito stampato, ci sono due induttori tradizionali inseriti in questo modulo. L2 è un anello di filo di rame argentato da 0.6 mm avvolta su un diametro interno di 2 mm. L2 potrebbe richiedere delle variazioni durante la taratura del ricetrasmettitore completo. L8 è un'impedenza di blocco in quarto d'onda sintonizzata attorno ai 1700 MHz per agire sia alla frequenza della RF che a quella dell'oscillatore locale.
La maggior parte dei componenti attivi per RF (BFR90, BFR91 e BB105) sono installati in fori particolari sul circuito stampato del diametro di 6 mm. Questi fori vengono successivamente chiusi, sul lato del piano di massa, saldando piccoli pezzi di fogli di rame.
La stessa procedura di installazione deve essere utilizzata per i due condensatori di bypass da 470 pF posti sul source del transistor CFY30. Le corrispondenti resistenze di polarizzazione di source sono regolate in modo da ottenere una Vds di 3-4 V.
La taratura della sezione analogica dovrebbe cominciare portando il VCO nella gamma di frequenza desiderata variando L14. Questa operazione risulta semplice se il PLL è già in funzione. L14, di solito, deve essere leggermente allungata per ottenere, in condizioni di aggancio, una tensione di controllo del PLL di 2,5 V. Successivamente si può passare a regolare L7 per ottenere il massimo guadagno di conversione del mixer ed infine anche L4 ed L5 potrebbero necessitare di qualche ritocco. L1 ed L2 devono essere regolate in modo da adattare il front-end. Se il secondo stadio RF (CFY30) autooscilla, è necessario accorciare l'anello di L2.
Una soluzione alternativa consiste nel sostituire il GaAs-FET CFY30 con un MMIC al silicio tipo INA-03184.Quest'ultimo ha una cifra di rumore più elevata, ma offre un maggior guadagno e non autooscilla. Se si ha l'INA-03184, L2 deve essere sostituita con una capacità di 6,8 pF, la resistenza di polarizzazione di uscita deve essere portata da 470 a 680 W e i condensatori di bypass e le resistenze di polarizzazione sul source non sono più necessarie, dato che i due piedini comuni dell'INA-03184 possono essere direttamente collegati a massa.
Lo schema elettrico della parte PLL del convertitore in ricezione è mostrato in Figura 14. Il PLL comprende un prescaler /64 (U664), un oscillatore di riferimento a 8.9 MHz circa, due divisori supplementari (HC393) ed un comparatore fase/frequenza (HC74 e HC00). Il modulo PLL ha un proprio stabilizzatore di tensione con 7805.
Il sopracitato PLL ha lo scopo di sostituire la catena di moltiplicatori di frequenza. Perciò non contiene divisori a modulo variabile. Il fattore di moltiplicazione e fissato a 128 (256 se si considera il mixer armonico) e la frequenza del quarzo deve essere scelta in base al canale RF che si desidera utilizzare. Nell'intervallo di frequenza intorno agli 8.9 MHz si può utilizzare un quarzo CB sulla sua frequenza di risonanza fondamentale.
A causa dell'ampia tolleranza dei quarzi CB sarà necessario introdurre un condensatore variabile o un induttore L1 per ottenere la frequenza desiderata. Per i 2360 MHz la scelta migliore è un quarzo da 26.770 MHz (ricezione canale CB 22).
Il comparatore di fase/frequenza pilota una rete di uscita charge-pump. Il corretto funzionamento di questo tipo di comparatore è limitato alle basse frequenze, perciò, usando porte della serie 74HC, la frequenza del VCO e quella del segnale di riferimento devono essere divise fino a portarle a 2,2 MHz.
Nella rete charge-pump è necessario utilizzare diodi (schottky) veloci BAT47 al fine di evitare il problema del backlash che peggiora notevolmente il rumore di fase del sintetizzatore di frequenza. Il PLL è costruito su un circuito stampato a singola faccia con dimensioni 40x80 mm, come mostrato in Figura 15.
Il circuito stampato è costituito con laminato di fibra di vetro epossidica dello spessore di 0,8 mm. La corrispondente disposizione dei componenti è mostrata in Figura 16. L'unico componente posto sotto il circuito stampato è l'impedenza di blocco da 1 mH sull'uscita.
L'unica taratura di cui necessita il PLL consiste nel portare l'oscillatore alla frequenza desiderata. Il test point del PLL non viene portato fuori dalla schermatura dato che è necessario accedervi soltanto in fase di taratura del PLL.

7. CATENA IF 75 MHz / 10 MHz

Lo schema elettrico della catena IF del ricevitore è illustrato in Figura 17.
La catena IF del ricevitore comprende il secondo stadio amplificatore a 75 MHz (BF981), il secondo mixer a 10 MHz (un altro BF 981) con il suo oscillatore a quarzo (BFX89) e l'amplificatore limitatore IF a 10 MHz (CA3189). Per ricevere correttamente il segnale BPSK a 1,2 Mbit/s è richiesta una banda passante di circa 2 MHz. La maggior parte della selettività del ricevitore è ottenuta a 75 MHz, principalmente dai due circuiti accordati con L2 ed L3. Il contributo dei circuiti accordati con L1 a 75 MHz e L5 a 10 MHz è minore dato che la loro principale funzione è l'attenuazione delle spurie presenti nella risposta in frequenza.
Il guadagno complessivo alle IF è persino troppo elevato, anche se questo non causa comunque problemi di instabilità. Il guadagno IF può essere ridotto sostituendo entrambi i BF981 con dei mosfet più vecchi tipo BF960. Il secondo oscillatore di conversione utilizza un quarzo a 65 MHz in quinta armonica. L4 ha pertanto lo scopo di impedire al quarzo di oscillare alla sua frequenza fondamentale di 13 MHz oppure alla frequenza corrispondente alla terza armonica (39 MHz).
Il circuito integrato CA3189 comprende una catena di stadi amplificatori con elevato guadagno a 10 MHz. Nel circuito di cui stiamo parlando il CA 3189 funziona come limitatore visto che una limitazione non distorce il segnale PSK. Nonostante il guadagno del CA3189 diminuisca rapidamente al crescere della frequenza, è necessario evitare di sovraccaricare l'ingresso di questo circuito integrato con il segnale dell'oscillatore locale a 65 MHz e, a questo scopo, viene introdotto un filtro passabasso costruito attorno a L5. Il CA3189 fornisce anche un'uscita per un S-meter con risposta logaritmica che può risultare molto utile durante la fase di taratura del ricevitore.
La catena IF del ricevitore è realizzata su un circuito stampato a singola faccia delle dimensioni di 40x120 mm, come mostrato in Figura 18.
Il lato componenti corrispondente, invece, è mostrato in Figura 19. L1, L2, L3 ed L4 sono tutti induttori da circa 400 nH e sono realizzati con 5 spire di filo di rame smaltato da 0,15 mm di diametro. Tutte sono avvolte su supporti per uso IF TV a 36 MHz con una vite centrale regolabile in ferrite e una schermatura metallica 10x10 mm. L5 ha un induttanza di circa 15 mH corrispondente a 25 spire del solito filo di rame smaltato da 0,15 mm. L5 è realizzata utilizzando il supporto di un trasformatore IF a 10,7 MHz con corpo centrale in ferrite, il tutto circondato da una schermatura quadrata di 10x10 mm.
La taratura della catena IF deve iniziare dalla verifica dell'oscillatore a quarzo che deve fornire i 65 MHz sulla sua quinta armonica, variando, se necessario, L4 per ottenere le correzioni necessarie. Tutti gli altri circuiti accordati (L1, L2, L3, e L5) devono semplicemente essere regolati per ottenere il massimo guadagno. Dato che questi stessi circuiti determinano la selettività del ricevitore, la taratura deve essere fatta utilizzando un segnale a 75 MHz avente le caratteristiche adatte ed ottenibile da un generatore di funzioni oppure da un grid-dip meter. Il rumore termico e le altre sorgenti di rumore del ricevitore non sono adatte a questo scopo.

8. DEMODULATORE PSK A 10 MHz, 1,2 Mbit/s

Tenendo presente che stiamo descrivendo un ricetrasmettitore PSK a dei radioamatori, possiamo affermare che sicuramente il circuito che risulta meno convenzionale è il demodulatore PSK. Ci sono diverse possibili soluzioni tecniche per la realizzazione di un demodulatore BPSK. Lo schema elettrico di Figura 20 è probabilmente il più semplice per un demodulatore BPSK di tipo coerente.
Il suo principio di funzionamento si basa interamente sull'adozione di un anello quadratore per il recupero della portante seguito da un filtro a PLL e da un mixer. In altre parti del circuito vengono usate delle porte EXOR per realizzare le funzioni di elevazione al quadrato e di missaggio. Il segnale IF di ingresso a 10 MHz è per prima cosa innalzato a livello TTL con un emitter follower (2N2369) seguito da una delle porte del 74HC86 (pin 1, 2 e 3). Successivamente il segnale IF è moltiplicato per il suo duplicato ritardato nel tempo (elevazione al quadrato o generazione della seconda armonica) in un'altra porta EXOR (pin 4,5 e 6). Il ritardo è ottenuto semplicemente con l'introduzione di una rete RC. All'uscita di questo circuito, pin 6 o test point 1, si ottiene una portante al doppio della frequenza IF dato che la modulazione BPSK è eliminata dall'operazione di duplicazione di frequenza. Quest'ultima trasforma lo spostamento di fase di 180° in uno di 360° o, in altre parole, la modulazione 0/180 viene completamente rimossa. Il segnale che si può ricavare sul test point 1 contiene una forte componente spettrale in prossimità del doppio della frequenza portante, attorno ai 20 MHz, ma anche molte spurie risultanti dal mixer e molto rumore. La componente desiderata, attorno a 20 MHz viene "pulita" dal filtro passabanda PLL, dato che lo shift di fase tra ingresso e uscita in un PLL è fissata in modo preciso. Un mixer è usato come comparatore di fase, in pratica un'altra porta EXOR (pin 8, 9 e 10) svolge questa funzione. Il VCO lavora a 40 MHz in modo che sia possibile ottenere un’onda quadra perfetta, a 20 MHz, con un semplice divisore per due (metà 74F74).
La portante BPSK rigenerata viene ottenuta con un'ulteriore divisione per due (l'altra metà del 74F74). La demodulazione BPSK è infine realizzata dall'ultima porta EXOR rimasta disponibile (pin 11, 12, e 13 del 74HC 86). A causa della divisione per due, la fase della portante rigenerata è incerta, 0 o 180 gradi. Come conseguenza, la polarità dei dati demodulati è anch'essa ambigua e questa ambiguità non può essere eliminata in un sistema BPSK indipendentemente dal tipo di demodulatore utilizzato.
Fortunatamente nel packet solitamente si usa una codifica NRZI (differenziale), dove le transizioni da un livello all'altro rappresentano lo 0 logico, mentre un livello costante rappresenta il livello 1. La polarità del segnale è perciò irrilevante e il summenzionato inconveniente della modulazione 0/180 BPSK non rappresenta una limitazione in un collegamento packet. Tuttavia, l'ambiguità nella polarità deve essere tenuta in conto quando si progettano data scrambler e/o randomizer per l'elaborazione dei segnali NRZI.
Il demodulatore PSK è seguito da un amplificatore (74HC04) per portare il segnale demodulato ai livelli TTL ed eventualmente poter pilotare un cavo da 75 W per il collegamento ad una unità di bit/sync. Il ricevitore PSK ha perciò solamente un'uscita digitale, non ci sono uscite per altoparlanti o cuffie.
Il demodulatore PSK è costruito su un circuito stampato a singola faccia delle dimensioni di 40x120 mm come mostrato in Figura 21. La corrispondente disposizione dei componenti è mostrata in Figura 22.
I componenti del VCO devono essere attentamente selezionati per evitare derive di frequenza. I condensatori del VCO devono essere ceramici del tipo NPO, oppure del tipo stiroflex, con basso coefficiente di temperatura. L'induttore L1 del VCO ha un'induttanza di 400 nH corrispondenti a 6 spire di filo in rame smaltato, del diametro di 0,15 mm, avvolte su un supporto da 36 MHz (IF TV) con una vite centrale di ferrite regolabile, cappucci in plastica e una schermatura quadrata di 10 mm di lato.
La taratura del demodulatore PSK dovrebbe iniziare con la regolazione del ritardo del segnale d'ingresso del duplicatore di frequenza. Un voltmetro per continua va collegato al test point 1 tramite una impedenza di blocco RF. Il trimmer capacitivo sul pin 5 del 74HC86 deve essere regolato in modo da ottenere un valore medio (componente DC del segnale) di 2,5 V al test point 1 in presenza di un segnale d'ingresso: sia esso rumore del ricevitore o un effettivo segnale PSK.
Successivamente si effettua una regolazione grossolana di L1 per portare il VCO a 40 MHz in assenza di segnale. Poi si applica un segnale PSK e si misura la componente continua del segnale al test point 2 attraverso un'impedenza di blocco RF. Quando il PLL è agganciato, il valore medio del segnale misurato al test point 2 deve seguire anche i più piccoli spostamenti del nucleo di L1. Il nucleo di L1 è infine regolato per ottenere 2,5 V di valore medio a PLL agganciato. In altre parole, la componente continua del segnale in uscita non deve cambiare quando il segnale d'ingresso viene rimosso e resta solo il rumore.
Infine si deve procedere alla regolazione della fase della portante ricostruita. Collegare un oscilloscopio, tramite un'impedenza di blocco RF, al test point 3 in presenza di un segnale PSK. Il trimmer capacitivo sul pin 13 del 74HC86 deve essere regolato per ottenere la massima ampiezza del segnale demodulato. In alternativa si può collegare un voltmetro per continua al test point 3 pilotando il demodulatore PSK con una portante non modulata. In questo caso il trimmer capacitivo sul pin 13 può essere regolato per ottenere il massimo oppure il minimo valore di continua a seconda di come il PLL aggancia il segnale (ambiguità di fase !).

9. INTERFACCIA COMMUTATORE DI ALIMENTAZIONE

 

Lo schema elettrico del commutatore di alimentazione e di alcuni altri circuiti di interfacciamento sono mostrati in Figura 23.
La maggior parte dei circuiti che costituiscono il ricevitore ricevono una tensione di alimentazione continua pari a 12 V. Il commutatore di alimentazione non fa nient'altro che "accendere" i circuiti del trasmettitore (+12VTX) e allo stesso tempo toglie la tensione di alimentazione al preamplificatore RF del ricevitore (+12VRX). La commutazione descritta e ottenuta da degli inverter CMOS (4049 UB). L'elevata corrente di drain del trasmettitore richiede un transistor PNP addizionale del tipo BD138.
La commutazione Rx/Tx è pilotata dalla linea PTT. Proprio come in altri tipi di ricetrasmettitore, l'ingresso del PTT è definito come un interruttore che chiude verso massa durante la trasmissione. Il commutatore d'antenna a diodi PIN è pilotato dalla linea +12VTX e non richiede nessun altro segnale di commutazione. Dato che maggior parte dei circuiti del ricevitore rimangono attivi durante la trasmissione, la maggior parte di questi (convertitore con il suo PLL, demodulatore PSK, ecc.) possono essere testati con lo stesso segnale di trasmissione presente come conseguenza dell'inevitabile accoppiamento tra trasmettitore e ricevitore.
Il modulo di interfaccia del commutatore di alimentazione include anche lo stadio pilota per il modulatore. L'ingresso TLL comprende resistenze di terminazione per evitare che il cavo abbia delle riflessioni, utili se si usa un cavo coassiale molto lungo tra il ricetrasmettitore e la parte digitale del dispositivo. Il segnale d'ingresso TTL è per prima cosa amplificato da un 74HC125, seguito da un trimmer per la regolazione del livello di modulazione e da un filtro passa-basso comprendente l'induttore da 1 mH. Il livello di modulazione viene regolato per avere la massima potenza di trasmissione.
Il 74HC125 riceve l'alimentazione (+5V) anche durante la ricezione e solo le uscite tri-state sono disabilitate durante la ricezione. Le due resistenze da 1,8 KW mantengono il condensatore al tantalio da 33 mF carico a 2,5 V in modo da accelerare la velocità di commutazione RX/TX. La capacità da 33 mF al tantalio è l'unica alla quale corrisponda un accoppiamento capacitivo, in tutto il circuito. Tutti gli altri segnali sono accoppiati direttamente permettendo il passaggio della componente continua del segnale digitale. Se il ricetrasmettitore PSK descritto deve essere utilizzato senza data scrambler o randomizer, la suddetta capacità deve essere rimossa e il driver del modulatore deve essere riprogettato modificando tutti i circuiti corrispondenti.
L'interfaccia del commutatore di alimentazione è realizzata su un circuito stampato a singola faccia con dimensioni 30x80 mm, come mostrato in Figura 24.
La corrispondente disposizione dei componenti è illustrata in Figura 25. Il circuito stampato è concepito per essere installato dietro il pannello frontale del ricetrasmettitore e su di esso vanno fissati i due LED di trasmissione e ricezione.

10. MONTAGGIO DEL RICETRASMETTITORE IN 13 CM

La costruzione di questo ricetrasmettitore PSK rappresenta sicuramente una novità per la maggior parte dei radioamatori e l'uso di frequenze nel campo delle microonde rende la cosa ancor più difficile. Dato per scontato che il progetto dei vari circuiti sia corretto, si deve tenere presente l'importanza del montaggio e la sistemazione dei circuiti stampati. Per evitare ogni possibile problema di accoppiamento o di schermatura, il ricetrasmettitore in questione utilizza un gran numero di gabbie di schermatura e di condensatori di disaccoppiamento.
Il ricetrasmettitore PSK è inserito in un contenitore di alluminio fatto su misura di 320 (larghezza) x 175 (profondità) x 32 (altezza) mm. La sistemazione al suo interno dei singoli moduli e delle connessioni RF è mostrata in Figura 26. Il contenitore è costruito con due coperchi a forma di "U" ricavati da un foglio di alluminio.
I pannelli frontale, inferiore e posteriore sono ricavati da un foglio di alluminio più spesso (1 mm) mentre le altre parti (coperchio e parti laterali) hanno uno spessore di 0,6 mm.
Il coperchio e le parti laterali eccedono leggermente in profondità rispetto al pannello inferiore, sia nella parte anteriore che in quella posteriore, di 7,5 mm per una profondità complessiva di 190 mm. I singoli moduli del ricetrasmettitore PSK sono tutti (fatta eccezione per l'interfaccia del commutatore di alimentazione) racchiusi in schermature costruite con fogli di ottone dello spessore di 0,5 mm. I circuiti stampati sono tutti saldati ad un’intelaiatura di ottone come mostrato in Figura 27.
Un coperchio di ottone è infine collocato sull'intelaiatura per completare la struttura delle singole schermature. Ciascun modulo, così schermato, viene poi fissato al fondo del contenitore di alluminio con quattro viti.
L'altezza scelta per il contenitore di alluminio è tale da far sì che il coperchio in alluminio prema sui sette coperchi (uno per ogni modulo) di ottone mantenendoli al loro posto. Per non vanificare l'efficacia delle schermature dei singoli moduli, le connessioni delle alimentazioni e della parte a bassa frequenza avvengono per il tramite di condensatori di disaccoppiamento da 220pF saldati sul lato sottile delle strutture di ottone delle schermature. Le connessioni per la RF sono realizzate con cavo sottile in teflon di impedenza nominale 50 W (RG-188 o simile). è estremamente importante che la calza del cavo coassiale sia saldata in modo "impermeabile" al foglio di ottone tutto attorno al conduttore centrale utilizzando un saldatore adatto.
Le dimensioni e la forma delle schermature dei singoli moduli sono tali da far sì che la frequenza di taglio del modo fondamentale della guida d'onda sia ben oltre la frequenza di funzionamento del ricetrasmettitore che si trova nella banda dei 13 cm. Le schermature descritte solitamente non richiedono alcun soppressore di microonde o altri accorgimenti per evitare la risonanza delle cavità corrispondenti.
Il ricetrasmettitore PSK descritto, probabilmente rappresenta per molti autocostruttori il primo serio progetto che utilizza componenti SMD. Sfortunatamente i componenti SMD non possono essere evitati: alle alte frequenze è essenziale mantenere gli effetti parassiti dei contenitori sufficientemente piccoli da garantire un buon guadagno, una bassa cifra di rumore e una sufficiente potenza di uscita. Il ricetrasmettitore PSK in 13 cm qui presentato è stato progettato utilizzando componenti Siemens destinati all'impiego nella telefonia cellulare. Dato che questi dispositivi sono relativamente nuovi, i loro contenitori e piedinature sono mostrati in Figura 28. Si può notare che, a causa di evidenti limitazioni di spazio, la sigla incisa sui contenitori dei componenti differisce dal loro stesso nome.

11. INTERFACCIAMENTO DEL RICETRANS a 1.2 Mbit PSK

Le interfacce per Packet radioamatoriali per velocità oltre i 100 Kbit/s non sono molto popolari. Una tra le più conosciute, lo Zilog 85230 ESCC, include al suo interno un DPLL per il recupero del clock che può operare fino a 250 Kbit/s.
Altri circuiti integrati come il vecchio Z80SIO o il Motorola MC68302 usato nel TNC3 non includono nessun recupero del clock. Oltre al recupero del clock, lo scrambler/descrambler e a volte persino la codifica/decodifica NRZ/NRZI differenziale deve essere fatta da circuiti esterni.
Il circuito riportato in Figura 29 è stato progettato appositamente per interfacciare il ricetrans descritto in queste pagine con il chip 85230 ESCC, cio’ nonostante è possibile interfacciarsi anche con altri chip HDLC.
Il circuito contiene un DPLL ad interpolazione che richiede un clock solo di 8 volte superiore il baud rate (9.8304 MHz), ma, nonostante ciò, presenta la stessa risoluzione di un DPLL ad una frequenza di 256 volte superiore al baud rate con un clock di 315 MHz!
Lo scrambler/descrambler usa uno shift register a reazione lineare con porte EXOR. Lo scrambler polinomiale e' il medesimo utilizzato nei modem di K9NG/G3RUH:
1+ X12 + X17Per effetto della ridondanza nella stringa di dati AX.25 (inserimento e cancellazione dello zero), un semplice scrambler polinomiale è più che sufficiente per superare le limitazioni dell'accoppiamento AC del ricetrans PSK descritto.
Il circuito d’interfaccia comprende anche dei driver di linea a 75 Ohm e dei ricevitori di linea qualora il ricetrans PSK fosse installato ad una certa distanza. In ogni caso, le connessioni tra la porta ESCC e l'interfaccia devono essere molto corte. L'interfaccia descritta è provvista di una sola linea di CLOCK perché intesa per operazioni in simplex con il ricetrans PSK descritto. Naturalmente il DPLL è disabilitato durante la trasmissione, così il circuito pilota il trasmettitore con un clock stabile. La polarità del segnale del clock può essere selezionata con un jumper. Quando si usa l’ingresso di clock RTXC/TRXC dello Zilog Z85230, questo jumper va connesso a massa.
Il circuito sincronizzatore dei bit/scrambler è costruito su di un PCB singola faccia rappresentato in Figura 30 e Figura 31.
Esso richiede solo una taratura, il livello del DCD il quale può essere regolato solo alla fine quando è presente rumore sull'input RXM.

12. RISULTATI SPERIMENTALI

L'obiettivo di progetto del ricetrasmettitore qui descritto era quello di sviluppare un ricetrasmettitore per packet radio capace di trasmettere dati alla velocità di 1Mbit/s, con una copertura nello spazio libero, utilizzando antenne di dimensione limitata, compresa fra i 500 e i 1000 km. Una simile apparecchiatura è richiesta per realizzare, nel mondo reale, collegamenti packet radio in portata ottica a distanze da 30 a 100 km con un singolo ricetrasmettitore connesso a più di un’antenna (per avere più di un collegamento) e con ragionevoli margini di collegamento di 10-15 db per compensare gli effetti di propagazione del collegamento.
I primi due ricetrasmettitori furono ultimati nell'aprile del 1995 e su di essi furono realizzate alcune misurazioni del bit-error. Il merito va a Knut Brenndoerfer, DB8CA, che fornì all'autore di questo articolo i componenti SMD per microonde più aggiornati. Il primo collegamento packet fu installato nel Giugno 1995 tra il nodo packet Super Vozelj GORICA:S55YNG e il nodo sperimentale REFUT: S55DAY presso il QTH dell'autore.
Benché i due nodi distino solo 5,8 km, non c'è visibilità ottica tra questi due luoghi. L'ostacolo (una collina) supera la decima zona di Fresnel nella gamma dei 13 cm e la ricezione del segnale TV UHF proveniente da un ripetitore installato nella zona è impossibile a causa del deterioramento del segnale di sincronismo orizzontale dovuto alle riflessioni. Ciò nonostante, un collegamento packet a 1,2288 Mbit/s bidirezionale è stato stabilito anche se in presenza di fading, utilizzando il ricetrasmettitore PSK descritto nei paragrafi precedenti, delle antenne con SBF di 16 db ed un'attenuazione introdotta dal cavo di ben 5 db per ciascuno dei due lati del collegamento !
Il primo collegamento packet a 1,2288 Mbit/s completamente operativo è stato installato allea fine del Luglio 1995 tra i nodi packet Super Vozelj GORICA:S55YNG e KUK: S55YKK ad una distanza di 22,1 km. Successivamente questo collegamento è stato esteso al nodo IDRIJA:S55YID nell'Ottobre dello stesso anno, raggiungendo così una distanza di 36,6 km da KUK:S55YKK. Il margine misurato del collegamento YKK-YID è di 17dB, benché ci siano due antenne SBF a KUK:S55YKK puntate in differenti direzioni, ma connesse ad un solo ricetrasmettitore PSK in 13 cm. L'attenuazione dovuta ai cavi di collegamento è stimata in circa 3dB per ciascun lato del collegamento.
Tutti questi collegamenti sperimentali usano i computer del nodo Super Vozelj [2]. Il computer del nodo Super Vozelj è basato su un processore MC68010 a 16 bit che offre sei interrupts a bassa velocità in grado di arrivare fino a 76.8 Kbit/s nell'accesso degli utenti (tre integrati Z8530 SCC) e due canali di DMA ad alta velocità per interconnessioni a velocità intorno al megabit (Z8530 SCC e MC 68450 DMA). L'interfaccia verso il ricetrasmettitore PSK a 13 cm comprende un circuito di recupero del bit-sync/clock esterno e un data scrambler/randomizer polinomiale con funzione di trasferimento 1+x12+x17.
Attualmente sono stati costruiti sette prototipi del ricetrasmettitore PSK e quattro sono tuttora in funzione presso altrettanti ponti radio situati in posizioni strategiche (sulla cima di altrettanti monti). Complessivamente questi quattro ripetitori hanno lavorato per circa un anno ininterrottamente senza avarie. Va comunque detto che questi ricetrasmettitori non sono ancora stati verificati durante l'inverno, laddove si abbiano ampie escursioni di temperatura verso il basso.
Concludendo, i ricetrasmettitori PSK in 13 cm descritti hanno dimostrato che non solo il packet amatoriale a velocità dell'ordine del megabit è possibile, ma costituisce anche una buona alternativa. Usando dei ricetrasmettitori PSK più sofisticati con una copertura più ampia, un solo ricetrasmettitore PSK potrebbe essere connesso a più antenne, sostituendo così i molti ricetrasmettitori FM a banda stretta necessari per ottenere lo stesso numero di connessioni, consentendo di realizzare una rete packet più semplice ed economica. Ovviamente, il passo successivo a questo progetto è quello di realizzare un ricetrasmettitore PSK più semplice, per la comunità degli utenti, magari usando una demodulazione PSK a conversione diretta.

Traduzione Ing. Fabrizio Levati.


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╚ stata riattivata la porta a 144.850 MHz 1200 baud del PCL IR1UCU-6, attivo dall'I.I.S. "Sobrero" di Casale. Dopo alcune modifiche alla configurazione, il funzionamento sembra corretto. Provate e riportate eventuali problemi a I1EPJ.

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L'originale R3alfa (IC-FR3100) Ŕ in riparazione a causa del modulo finale QRT ed Ŕ attualmente sostituito dal ripetitore di backup.


 
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